Полумостовой инвертор принцип работы

Полумостовой импульсный стабилизированный преобразователь напряжения, источник питания. Преимущества, недостатки, применение. Принцип работы. Примеры схем. Расчет

Как работает полу-мостовой стабилизатор напряжения. Где он применяется. Описание принципа действия. Пошаговая инструкция по разработке и расчету (10+)

Полумостовой преобразователь напряжения. Схема, принцип работы, расчет

Идея прямоходового преобразователя с исключением излишних скачков напряжения на силовых элементах, описанная здесь, может быть усовершенствована до мостовой и полумостовой топологий. Полумостовую топологию мы рассмотрим здесь.

С помощью конденсаторов C3, C4 создана казисредняя точка источника питания. Работа схемы основана на попеременном пропускании тока через верхнее и нижнее плечо. При этом через первичную обмотку трансформатора проходит симметричный ток. Напряжение в точке соединения конденсаторов C3, C4 формируется немного отличным от половины напряжения питания как раз так, чтобы компенсировать некоторую асимметрию плеч.

Вашему вниманию подборки материалов:

Конструирование источников питания и преобразователей напряжения Разработка источников питания и преобразователей напряжения. Типовые схемы. Примеры готовых устройств. Онлайн расчет. Возможность задать вопрос авторам

Практика проектирования электронных схем Искусство разработки устройств. Элементная база. Типовые схемы. Примеры готовых устройств. Подробные описания. Онлайн расчет. Возможность задать вопрос авторам

В схеме исключено возникновение на силовых ключах напряжения больше питающего, так как обратные диоды немедленно отведут такое напряжение в цепи питания. Платой за это является то, что амплитуда напряжения, приложенного к первичной обмотке равно только половине напряжения питания. В результате для формирования выходного тока понадобится двойной ток через силовые ключи по сравнению с пушпульной схемой.

На картинке я показал контуры, по которым идет электрический ток, когда замкнут нижний ключ (контур S1), и когда оба ключа разомкнуты (контур S2). Когда оба ключа разомкнуты, накопленная в трансформаторе энергия сбрасывается в цепи питания через шунтирующий диод верхнего плеча. Нарисовать направление движения токов при замыкании верхнего ключа и после его размыкания Вы легко сможете сами по аналогии.

Типичные схемы полумостовых преобразователей

Схема 1

Схема 2

На этих схемах изображен вариант, когда контроллер и силовая часть питаются одним напряжением. Тут вариант питания от разного напряжения. Он используется, например, в источниках питания, работающих от сети.

В схемах может применяться ШИМ — контроллер 1156ЕУ2 (D1) и драйвер верхнего плеча полумоста IR2125 (D2).

Для этих схем подходит только контроллер с двухтактными каскадами на выходе, то есть предназначенный для управления полевыми транзисторами. Хотя во второй схеме применены биполярные транзисторы, в такой схеме управления контроллер нужен именно для полевых. Контроллер с открытыми эмиттерами на выходе здесь не годится.

Применение

Полумостовая схема лучше всего подходит для относительно маломощных (до 500 Вт) источников питания с высоковольтным входом и низковольтным выходом. Большинство компьютерных блоков питания и импульсных зарядных устройств, построено по такой схеме. Примером может быть следующее зарядное устройство. Применение полумостовой схемы при низком входном напряжении ограничено тем, что в этом случае получаются высокие потери на силовых ключах, и нужны конденсаторы C10, C11 большой емкости, рассчитанные на большие токи.

Расчет управляющего трансформатора L7, L8, L9

[Коэффициент трансформации управляющего трансформатора] = 3 * [Напряжение насыщения база — эмиттер VT2, В] / [Минимальное входное напряжение, В]

[Сопротивление резистора R6, Ом] = 4 / 3 * [Минимальное входное напряжение, В] / [Пиковый ток коллектора VT2, А] / [Коэффициент трансформации управляющего трансформатора]

Расчет прочих номиналов

Элементы управления верхним плечом описаны в статье о понижающем преобразователе.

В целом расчет аналогичен расчету для пушпульной схемы. Так что я приведу только те формулы, которые отличаются.

Как и для пушпульной схемы, мы рекомендуем выбирать максимальный коэффициент заполнения около 80%

[Коэффициент трансформации] = [Минимальная амплитуда напряжения на вторичной обмотке, В] / [Минимальное входное напряжение, В] * 2

Двойка появилась потому, что к первичной обмотке приложена только половина напряжения питания.

Силовые транзисторы

[Максимальное напряжение коллектор — эмиттер VT2, VT9, В] = [Максимальное входное напряжение, В].

Защита по току

Защиту от перегрузок и короткого замыкания выходной цепи для полумостовых схем лучше всего делать на основе трансформатора тока, так как простого и надежного варианта схемы со считывающим резистором нет.

Элементы обратной связи по напряжению

[Усиление при разомкнутом контуре обратной связи на частоте резонанса] ≤ 2 * ПИ * ([Максимальное входное напряжение, В] * [Коэффициент трансформации] / 2 — [Выходное напряжение, В]) / ([Размах напряжения для сравнения, В] * sqrt(([Емкость конденсатора C8, Ф] + [Емкость конденсатора C9, Ф]) * [Индуктивность дросселя L1, Гн]) * [Частота работы контроллера D1, Гц])

Конденсаторы C10, C11

[Емкость конденсатора С10, Ф] = [Емкость конденсатора С11, Ф] = 2.5 * [Максимальная средняя сила тока через дроссель L1, А] * [Коэффициент трансформации] / [Минимальное входное напряжение, В] / [Частота работы контроллера D1, Гц] * [Максимальный коэффициент заполнения]

Такой выбор емкости обеспечит изменение напряжения в точке соединения этих конденсаторов в пределах 10% от минимального входного.

Конденсаторы С10, C11 лучше выбирать рассчитанные на максимальное входное напряжение. Это обеспечит надежный запас.

К сожалению в статьях периодически встречаются ошибки, они исправляются, статьи дополняются, развиваются, готовятся новые. Подпишитесь, на новости, чтобы быть в курсе.

В онлайн-калькуляторе полумостового преобразователя, при введении значения 0 в поле ‘Напряжение насыщения коллектор — эмиттер VT2, VT9’ для расчета с полевым транзистором, выскакивает сообщение об ошибке с текстом ‘Значение ‘Напряжение насыщения коллектор — эмиттер VT2, VT9 (для полевого тр-ра введите в поле `0`), В’ должно быть больше нуля’. Читать ответ.

Добрый день! А как самому рассчитать управляющий трансформатор полумостового преобразователя? Сколько нужно витков первичной, чтобы индукция не превысила заданную — это понятно, а какие принимать напряжения для базовых цепей транзисторов, токи? Какой типоразмер можно применить? Читать ответ.

Добрый день! Я собрал на макетной плате полумостовой источник с питанием от сети по Вашей схеме. Мощность источника — 24 Вт. Питание контроллера осуществляется с помощью гасящего конденсатора, диодного моста и стабилитрона, при этом цепи питания контроллера и собственно моста разделены, контроллер управляет транзисторами через управляющий трансформатор, поэтому удалось обойтис Читать ответ.

(1) А использовать умножитель напряжения на выходе полумостового преобразователя тоже нельзя? Емкость конденсаторов в умножителе будет около 5-10 нФ, это намного меньше емкости обычных конденсаторов фильтра. А если использовать мостовой выпр. и далее дроссель, то при выходном напряжении 700 В обратное напряж-ие на диодах будет примерно 1200 В. Может, хотя бы подскажете, какие Читать ответ.

(1) Здравствуйте! Я писал по поводу большой мощности, выделяемой на силовых ключах, которая получается в результате расчета. В исходных данных питающее напряжение 310 В, выходное — 40 В, ток нагрузки — 1,1 А. Если задать времена включения и выключения транзисторов, как в примере — 20 нс и 300 нс, то рассеиваемая мощность — в разумных пределах. Но реально эти значения у биполяр Читать ответ.

Обратноходовый импульсный преобразователь напряжения, источник питания.
Как работает обратноходовый стабилизатор напряжения. Где он применяется. Описани.

Инвертор, преобразователь, чистая синусоида, синус.
Как получить чистую синусоиду 220 вольт от автомобильного аккумулятора, чтобы за.

Пушпульный импульсный источник питания. Онлайн расчет. Форма. Подавлен.
Как рассчитать пуш-пульный импульсный преобразователь напряжения. Как подавить п.

Двухполярный, двухполупериодный бестрансформаторный источник питания, .
Примеры схем двуполярного и двухполупериодного бестрансформаторного источника пи.

Двухтактный полумостовой преобразователь

Изучим принципиальную схему двухтактного полумостового преобразователя, носящего международное называние «half bridge» (рис. 1).

Рис.1. Двухтактный полумостовой преобразователь

Пока на затворы транзисторов не поступило напряжение, они закрыты. Напряжение в средней точке емкостного делителя, выполненного на конденсаторах С1 и С2 одинаковой емкости, составляет половину от постоянного напряжения, питающего преобразователь.

Подадим от задающего генератора на затвор транзистора VT2 отпирающее напряжение. По цепи +U_вх, конденсатор С1, обмотка трансформатора TV1, транзистор VT2, -U_вх потечет ток. На вторичной обмотке трансформатора TV1 возникнет напряжение, которое будет выпрямлено диодной сборкой VD1 и сглажено конденсатором С3. Транзистор VT1 все это время был закрыт.

Подадим запирающее напряжение на затвор транзистора VT2 и опирающее напряжение на затвор транзистора VT1. Ток потечет по цепи +U_вх,транзистор VT1, обмотка трансформатора TV1, конденсатор С3, -U_вх. На вторичной обмотке трансформатора TV1 появится напряжение противоположной полярности относительно предыдущего такта, которое выпрямит диодная сборка VD1 и сгладит конденсатор С3. Затем постоянное напряжение с конденсатора С3 будет приложено к нагрузке. Транзистор VT2 в течение второго такта закрыт.

Как видим, ток через нагрузку протекает в течение обоих тактов. Частота пульсации выходного напряжения в два раза выше частоты преобразования, что позволяет использовать конденсатор С3 сглаживающего фильтра с небольшой номинальной емкостью. Частная петля гистерезиса магнитопровода трансформатора полумостового преобразователя близка к предельной петле гистерезиса.

Пока нагрузка не соединена с ИИП, к каждому конденсатору емкостного делителя напряжения приложена половина от постоянного напряжения, питающего преобразователя. Если емкость конденсаторов делителя напряжения будет недостаточно велика, то при максимальной нагрузке в течение каждого полупериода конденсаторы будут существенно разряжаться, и напряжение на них превысит половину напряжения питания преобразователя.

Напряжение, приложенное к первичной обмотке импульсного трансформатора полумостового преобразователя, можно вычислить по формуле:

Где U_п – постоянное напряжение, питающее преобразователь;

U_нас – напряжение насыщения одного ключевого транзистора.

Емкость каждого конденсатора делителя напряжения можно вычислить по следующей формуле:

Где С – емкость конденсатора, Ф;

I_{перв.макс} – амплитуда полного тока через первичную обмотку трансформатора;

F — частота преобразования, Гц;

ΔU_с – изменение напряжения на конденсаторе за длительность времени прохождения через него импульса полного тока I_{перв.макс}.

Величина приложенной к конденсатору переменной составляющей напряжения не должна превышать максимально допустимую справочную величину для компонента данной марки и типа. Важно помнить, что номинальная емкость многих конденсаторов на высокой частоте и при низкой температуре окружающей среды существенно уменьшается.

Полумостовые преобразователи нашли широкое применение при выходной мощности от нескольких ватт до нескольких киловатт.

Достоинство полумостового преобразователя заключается в низком обратном напряжении, приложенном к каждому ключевому транзистору в состоянии отсечки, примерно равном постоянному напряжению питания преобразователя.

Это позволяет использовать полумостовые преобразователи при высоком питающем напряжении. Полумостовые преобразователи могут быть включены без нагрузки, и при этом не будет опасного повреждения компонентов. Частота пульсации равна удвоенной частоте преобразования.

Если емкости конденсаторов делителя напряжения строго одинаковы, ключевые транзисторы идентичны друг другу, и петля гистерезиса материала магнтопровода не содержит дефектов, то можно полагать, что подмагничивание сердечника импульсного трансформатора отсутствует. Такая картина возможна только в идеале. Так, например, в реальном полумостовом преобразователе емкости конденсаторов в делителе напряжения всегда отличны друг от друга и, следовательно, несимметрично перемагничивание трансформатора. Однако степень несимметрии обычно много меньше, чем в магнитопроводах трансформаторов однотактных преобразователей. Одним из простейших способов уменьшения подмагничиванмя сердечника полумостового преобразователя является включение неполярного конденсатора между импульсным трансформатором и средней точкой емкостного делителя напряжения.

К недостаткам относят наличие двух конденсаторов в делителе напряжения, разрушение компонентов ИИП при перегрузке по току в нагрузке при отсутствии системы защиты, меньший КПД, чем достижимый в мостовом преобразователе.

Источник: Источники питания. Москатов Е.А.

Полумостовая схема блока питания

Вообще, преобразователи напряжения могут классифицироваться по многим признакам и иметь различные схемы и принципы работы.

Когда речь заходит о полумостовой схеме, обязательно подразумеваются двухтактные импульсные преобразователи напряжения (ПН).

Для понимания приведём классификацию наиболее распространённых преобразователей:

• Трансформаторные (работают на низких частотах);
• Симисторные или тиристорные (объединены, потому что принцип работы основных элементов во многом схож);
• Инверторные (преобразуют постоянные напряжения в переменные);
• Импульсные. Здесь возможны производные варианты:
  • Дроссельные;
  • Однотактные (по сути, работают в режиме дросселя)
    • С прямоходовой схемой;
    • С обратноходовой схемой.
  • Двухтактные
    • С выводом средней точки первичной обмотки (часто называется Push-Pull или «Тяни-толкай»);
    • С мостовой схемой;
    • С полумостовой схемой.

Два такта работы подразумевают возбуждение обмоток импульсного трансформатора в обоих направлениях.

Один такт – только в одном направлении.

Все варианты имеют свои преимущества и недостатки.

Теперь перейдём непосредственно к двухтактным блокам питания.

Для наглядности лучше всего привести их простейшие схемы.

Рис. 1. Простейшие схемы двухтактных блоков питания

Принцип работы двухтактных ПН отлично иллюстрирует Push-Pull схема:

1. Возникающее магнитное поле в первичной обмотке возбуждает ток во вторичной. При поступлении положительного импульса/колебания на выход первой обмотки, транзистор срабатывает и пропускает ток.

2. При поступлении отрицательного импульса срабатывает уже вторая обмотка со своим транзистором. В этот момент первый транзистор и его обмотка простаивают. То есть они меняются местами.

Это и есть два такта работы «тяни-толкай».

Но схему можно усложнить, используя больше управляющих переключателей (транзисторов). Тогда можно обойтись только одной вторичной обмоткой, что существенно упрощает намотку импульсного трансформатора. Нагляднее всего это видно на схеме «Мост». И положительные, и отрицательные колебания подаются на одну обмотку.

Если заменить половину транзисторов на конденсаторы, получится тот самый «полумост». Конденсаторы выполняют роль сглаживающего фильтра и способствуют стабилизации напряжения.

Примеры принципиальных схем

Первый, достаточно распространённый вариант.

Рис. 2. Принципиальная схема

Ключами управляет таймер, здесь он построен на базе очень популярного ШИМ-контроллера TL-494. Чтобы импульсы маломощного генератора стали достаточными для силовых ключей VT3 и 4, они предварительно усиливаются каскадом из VT1, 2 и трансформатора TR1.

Выпрямление тока происходит уже почти на выходе схемы. За эту задачу отвечают диоды Шоттки и простые сглаживающие фильтры – конденсаторы.

В качестве 1 и 2 транзисторов могут использоваться мосфеты IRFZ34, 3 и 4-го — IRFP460.

Основная сложность – импульсные трансформаторы. Если вы хотите рассчитать свой, лучше всего воспользоваться специальным ПО.

• Первый. Каждая обмотка по 50 витков проводом 0,5 мм.
• Второй. 1 – 110 витков 0,8 мм, 2 – рассчитывается исходя из требуемого напряжения (1 виток – 2 В), 3 – 12 витков 0,8 мм.

Такая конфигурация может обеспечить питание мощностью до 500 Вт. Номинальное значение – около 300 Вт.

Второй вариант – более сложный. Но здесь предусмотрены:

• Защита от КЗ и перегрузок;
• Мягкий (софт) старт;
• Фильтры помех на входе и выходе.

Рис. 3. Принципиальная схема

В качестве драйвера здесь была выбрана микросхема IR2153.

Мнения читателей

Нет комментариев. Ваш комментарий будет первый.

Вы можете оставить свой комментарий, мнение или вопрос по приведенному выше материалу:

Инверторы напряжения

Однофазные инверторы напряжения

Простейшая однофазная полумостовая схема инвертора напряжения с активно-индуктивной нагрузкой представлена совместно с диаграммами токов и напряжений на рис. 4.2. Рассмотрим работу схемы при допущении идеальности ее элементов, а также источников входного напряжения с ЭДС

Предположим, что инвертор работает в установившемся режиме и на интервале 9 — п ток г_н проводит транзистор VT1. В момент 9 = л поступает запирающий импульс на транзистор VT1 и отпирающий — на транзистор VT2. Последний может начать проводить ток, если к нему будет приложено прямое напряжение. Однако поскольку ток в индуктивности L_u скачком изменяться не может, в ней возникает противо-ЭДС, под воздействием которой открывается диод VD2, через который продолжает протекать ток индуктивности. Одновременно из-за смены полярности напряжения на нагрузке скачком изменяется направление тока в активном сопротивлении R_H. Результирующий ток нагрузки г’_м = i, + i_R, имеющий индуктивный характер, продолжает протекать в прежнем направлении через диод VD2 в источник U_A/2, минус которого соединен с анодом диода VD2. Так как этот ток протекает навстречу ЭДС источника, то на этом интервате (к — 9,) идет процесс возврата энергии, накопленной в индуктивности, в источник напряжения. В момент 9 = 9, ток г_н становится равным нулю, диод VD2 закрывается и открывается транзистор VT2, на управляющем переходе которого существует отпирающий сигнал, и появляется прямое напряжение, т.е. обеспечиваются условия его перехода в проводящее состояние. Далее процессы периодически повторяются под воздействием управляющих импульсов СУ, структура которой показана на рис. 4.2, я. В этой системе частота следования импульсов управления определяется задающим генератором (ЗГ), затем через распределительное устройство (РУ) поступает на формирователи импульсов управления (ФИ1 и ФИ2) транзисторов VT1 и VT2.

В результате на выходе инвертора формируется периодическое напряжение прямоугольной формы. При этом на стороне постоянного тока будет протекать ток i_d, представленный на рис. 4.2, б, где знак «+» соответствует поступлению тока в нагрузку, а знак «-» — возврату части этого тока в ис-

Рис. 4.2. Однофазный полумостовой инвертор напряжения:

а — схема; б — диаграммы работы

точник, т.е. обмену реактивной мощностью, накапливаемой в индуктивности ?_н, и возврату ее в источник.

С учетом изложенного можно записать следующие основные соотношения, определяющие параметры инвертора. Выходное напряжение при разложении в гармонический ряд имеет вид

где 9 = со?; со = 2л:/— угловая частота напряжения;/— частота коммутации транзисторов.

Мгновенное значение тока нагрузки с учетом выражения (4.1) можно записать как

Баланс входной Р_т и выходной Р_ВЬ1Х активных мощностей:

Средние и действующие значения токов в диодах VD1, VD2 и транзисторах VT1, VT2 можно получить, используя известные соотношения, предварительно проинтегрировав выходной ток г„ на интервалах (0 — 9) и (9 —л) с учетом скачков тока в моменты коммутации 9 = 0 и 9 = л.

Более распространенной является однофазная мостовая схема (рис. 4.3, а). Рассмотрим ее работу с учетом ранее принятых допущений при активно- индуктивной нагрузке, в которой дроссель L_H и резистор R_H соединены по-

Рис. 43. Однофазный мостовой инвертор напряжения:

а — схема; б — диаграммы работы следовательно. Допустим, что открыты транзисторы VTI и VTA, напряжение на нагрузке имеет полярность, указанную без скобок на рис. 4.3, я, а ток нагрузки нарастает по экспоненциальному закону. В момент 9 = л поступают управляющие импульсы, запирающие транзисторы VTI, VT4 и отпирающие VT2, V73. Поскольку ток i_n в индуктивности нагрузки не может измениться скачком, он продолжает протекать в том же направлении, но уже не через транзисторы VT1 и VTA, а через диоды VD2 и VD3, которые включаются при выключении транзисторов VT1 и VT4 из-за возникновения прогиво-ЭДС в индуктивности нагрузки, превышающей напряжение источника питания U_d.

Включение диодов VD2 и VD3 приводит к изменению знака напряжения на нагрузке на противоположный (полярность, указанная на рис. 4.3, а в скобках). Под воздействием встречного напряжения ток нагрузки /_н, протекающий через диоды VD2, VD3 в источник питания, будет уменьшаться также по экспоненциальному закону. При спадании тока i_n до нуля (в момент 9 = 9,) диоды VD2 и VD3 выключаются, и ток нагрузки начинают проводить транзисторы VT2 и VT3, на управляющих выводах которых присутствует управляющий импульс. Далее аналогичные процессы периодически повторяются.

Таким образом, на нагрузке будет формироваться напряжение в форме меандра с амплитудой U_d. Ток нагрузки будет иметь экспоненциальную форму, а значение его определится параметрами нагрузки. Ток через диоды протекает на интервалах, начала которых совпадают с моментами поступления управляющих импульсов, а длительность зависит от индуктивности нагрузки. Во время протекания тока через диоды происходит возврат энергии из нагрузки в источник постоянного тока. Отсутствие диодов в схеме приводило бы к появлению недопустимых перенапряжений на транзисторах. Диаграмма тока, потребляемого от источника постоянного напряжения, приведена на рис. 4.3,6. На этой диаграмме положительные площади соответствуют отдаче энергии источником постоянного напряжения, а отрицательные — приему.

Закон изменения токов в схеме удобно в данном случае определить, используя метод мгновенных значений, так как ток нагрузки в момент коммутации не изменяет своего значения. Дифференциальные уравнения для тока нагрузки на интервале 9 — к и к — 9, имеют следующий вид:

где знак «плюс» соответствует интервалу 9 — л, а знак «минус» — интервалу п — 9,.

Запишем решение уравнения (4.4) в общем виде:

Постоянная интегрирования А определяется из условий непрерывности тока нагрузки при коммутации и повторяемости его формы в каждом периоде в установившемся режиме работы:

С учетом полученного значения А выражение (4.5) можно записать в следующем виде:

Средние значения токов транзисторов и диодов можно найти интегрированием уравнения (4.8) на интервалах Э — п и к — 9,. Согласно уравнению (4.8) токи в элементах инвертора напряжения являются функциями параметров нагрузки, в то время как в инверторе тока параметры нагрузки определяют форму и значение выходного напряжения. В рассматриваемой схеме выходное напряжение имеет прямоугольную форму с амплитудой, равной напряжению питания U_d. Разложив кривую прямоугольной формы в гармонический ряд, получим амплитуду первой гармоники выходного напряжения:

Из принципа работы рассматриваемого инвертора следует, что его выходное напряжение не зависит от нагрузки. Если источник, питающий инвертор напряжения, имеет одностороннюю проводимость (например, выпрямитель), то его необходимо шунтировать конденсатором для приема возвращаемой из нагрузки энергии.

«Жесткая» внешняя характеристика инвертора (зависимость выходного напряжения от нагрузки) является, в общем случае, его положительным свойством. Однако практически всегда возникает потребность в регулировании выходного напряжения. Наиболее простым способом реализации этой потребности является изменение импульса выходного напряжения на интервалах положительного и отрицательного полупериодов. Такой способ сходен с принципом импульсной модуляции напряжения. Однако из-за отсутствия сигнала модуляции повышенной частоты этот способ называют иногда широтно-импульсным регулированием (ШИР), так как изменение ширины импульса выходного напряжения производится на основной частоте выходного напряжения. Рассмотрим этот способ на примере однофазной мостовой схемы.

В случае активной нагрузки форма тока повторяет форму напряжения, и широтно-импульсное регулирование выходного напряжения можно осуществить уменьшением длительности управляющих импульсов на угол а

(рис. АЛ, а). Действующее значение выходного напряжения инвертора при таком способе управления транзисторами и чисто активной нагрузке будет равно

Амплитудные значения гармонических составляющих выходного напряжения при длительности проводящего состояния транзисторов X = к — а вычисляются по формуле

где п — номер гармонической составляющей (п = 1, 3, 5. ).

На практике часто требуется стабилизация действующего значения первой гармоники выходного напряжения при изменении входного в диапазоне от U_dmin до U_dmax. Для этого необходимо изменять угол управления от ну- ля (при U_d = U_dmJ до а_шах (при U_d = U_dmJ:

При этом будет изменяться гармонический состав выходного напряжения. С увеличением угла а относительное содержание высших гармоник в кривой выходного напряжения будет увеличиваться.

Если нагрузка активно-индуктивная, то после выключения транзисторов ток в нагрузке продолжает протекать в течение некоторого времени, определяемого количеством запасенной энергии в индуктивности нагрузки,

Рис. 4.4. Широтно-импульсное регулирование напряжения в мостовом инверторе:

а — диаграмма напряжения при активной нагрузке; б — диаграммы напряжения и тока

при активно-индуктивной нагрузке в прежнем направлении через обратно включенные диоды. При включении обратных диодов выходное напряжение изменяет свой знак на противоположный (рис. 4.4, б). В момент снижения тока нагрузки до нуля напряжение на нагрузке вновь становится равным нулю. Проявление отрицательной площадки в кривой выходного напряжения изменит его гармонический состав. Для устранения этого нежелательного явления требуется на время паузы а шунтировать нагрузку, например, с помощью двух встречно-параллельно соединенных транзисторов. Однако это усложняет схему. Значительно проще данная задача решается изменением алгоритма управления посредством осуществления импульсной модуляции (см. гл. 5).

Косой мост принцип работы

Наиболее часто применяемые высокочастотные преобразователи в сварочных инверторах

Для построения сварочного инвертора применяют три типа высокочастотных преобразователей, а именно преобразователи включенные по схемам: асимметричный или косой мост, полумост, а также полный мост. Резонансные преобразователи являются подвидами схем полумоста и полного моста.

По системе управления данные устройства можно поделить на:

— ШИМ (широтно-импульсной модуляцией);

— ЧИМ (регулирование частоты);

Могут существовать комбинации всех трех систем.

Типы высокочастотных преобразователей:

• Система полумост с ШИМ
• Резонансный полумост
• Ассиметричный или «косой» мост
• Полный мост с ШИМ
• Резонансный мост
• Полный мост с дросселем рассеивания

Система полумост с ШИМ

Блок схема показана ниже:

Один из самых простых и надежных преобразователей семейства двухтактных.

«Раскачка» напряжения первичной обмотки трансформатора силового будет равна половине напряжения питания – это недостаток данной схемы. Но плюсом является то, что можно применить трансформатор с меньшим сердечником, не опасаясь захода в зону насыщения. Для сварочных инверторов имеющих мощность порядка 2-3 кВт такой силовой модуль вполне перспективен.

Для нормальной работы силовых транзисторов необходимо ставить драйверы. Это связано с тем, что при работе в режиме жёсткого переключения транзисторам необходим высококачественный управляющий сигнал. Также обязательно наличие безтоковой паузы, чтоб не допустить одновременное открытие транзисторов, иначе они выйдут из строя.

Резонансный полумост

Довольно перспективный вид полумостового преобразователя, его схема показана ниже:

Простота резонансного полумоста в сравнении с полумостом с ШИМ обусловлена тем, что здесь присутствует индуктивности резонансной. Она ограничивает максимальный ток транзисторов, а коммутация транзисторов происходит в нуле тока или напряжения.

Протекающий по силовой цепи ток будет иметь форму синусоиды. Это снимет нагрузку с конденсаторных фильтров. В этом случае драйверы необязательны. Переключение можно выполнить импульсным трансформатором. Качество управляющих импульсов не существенно. Но должна присутствовать бестоковая пауза.

Здесь можно обойтись без токовой защиты, а форма вольт-амперной характеристики ВАХ будет иметь падающий вид, что не требует ее параметрического формирования.

Выходной ток будет ограничиваться только индуктивностью намагничивания трансформатора и сможет достигать значительных величин, если возникнет короткое замыкание КЗ. Это свойство положительно влияет на поджиг и горение дуги, но его необходимо учитывать при подборе выходных диодов.

Выходные параметры регулируются изменением частоты. Но фазное регулирование является более перспективным для сварочных инверторов. Благодаря ему можно избежать неприятного явления в виде совпадения режима короткого замыкания с резонансом. Кроме этого, он увеличивает диапазон регулирования выходных параметров. Применение фазовой регулировки может позволить изменять выходной ток в диапазоне от 0 до Imax.

Ассиметричный, или «косой» мост

Это однотактный, прямоходовой преобразователь, блок-схема которого приведена ниже:

Он популярен у радиолюбителей и у производителей сварочных инверторов. Первые сварочные инверторы строились по таким схемам – асимметричный или «косой» мост. Их качества — помехозащищенность, широкий диапазон регулирования выходного тока, надежность и простота.

— довольно высокие токи, проходящие через транзисторы;

— повышенное требование к качеству управляющего импульса. Возникает необходимость использовать мощные драйвера для управления транзисторами;

— высокие требования к выполнению монтажных работ;

— наличие больших импульсных токов, что повышает требования к конденсаторным фильтрам.

Для поддерживания нормальной работы транзисторов необходимо добавление RCD цепочек – снабберов.

Несмотря на указанные недостатки и низкий КПД устройства по схеме, асимметричный или «косой» мост до сих пор применяется в сварочных инверторах.

Полный мост с ШИМ

Представляет собой классический двухтактный преобразователь, блок-схема которого показана ниже:

По этой схеме можно получать мощность в 2 раза больше, чем при включении типа полумост, и в 2 раза больше, чем при включении типа «косой» мост, при этом величины токов и соответственно потери во всех трех случаях будут равны. Это можно объяснить тем, что напряжение питания будет равным напряжению «раскачки» первичной обмотки трансформатора силового.

Для того, чтоб получить одинаковые мощности с полумостом (напряжение раскачки 0,5Uпит.) необходим ток в 2 раза! меньше чем для случая полумоста. В схеме полного моста с ШИМ транзисторы будут работать поочередно – Т1, Т3 включены, а Т2, Т4 выключены и соответственно наоборот при изменении полярности. Через трансформатор тока отслеживают и контролируют значения амплитудное тока протекающего через эту диагональ. Для его регулирования есть два наиболее часто применяемые способы:

• Оставить неизменным напряжение отсечки, а изменять только длину импульса управления;
• Проводить изменения уровня отсекающего напряжения по данным с трансформатора тока при этом оставляя неизменным длительность импульса управления;

Оба способа могут позволить проводить изменения выходного тока в довольно больших пределах. У полного моста с ШИМ недостатки и требования такие же, как и у полумоста с ШИМ.

Резонансный мост

Является наиболее перспективной схемой высокочастотного преобразователя для сварочного инвертора, блок-схема которого показана ниже:

Резонансный мост не сильно отличается от полного моста с ШИМ. Разница в том, что при резонансном подключении последовательно с обмоткой трансформатора подключают резонансную LC цепочку. Но ее появление полностью меняет процесс перекачки мощности. Уменьшатся потери, увеличится КПД, снизится нагрузка на входные электролиты и электромагнитные помехи уменьшатся. Драйверы нужно применять только тогда, когда используются MOSFET транзисторы, имеющие емкость затвора более 5000 pF. IGBT могут обойтись лишь наличием импульсного трансформатора.

Управление выходным током может производится двумя способами – частотным и фазовым.

Полный мост с дросселем рассеивания

Схема идентична схеме резонансного моста или полумоста, только вместо резонансной цепи LC последовательно с трансформатором включают не резонансную LC цепь. Емкость С, примерно С≈22мкф х 63В, работает как симметрирующий конденсатор, а индуктивное сопротивление дросселя L как реактивное сопротивление, величина которого будет линейно изменятся в зависимости от изменения частоты. Преобразователь управляется частотным способом. При увеличении частоты напряжения сопротивление индуктивности возрастет. А это уменьшит ток в силовом трансформаторе. Поэтому довольно большое количество промышленных инверторов строят по такому принципу ограничения выходных параметров.

Мостовой и полумостовой инверторы. Принцип действия, особенности работы

К двухтактным относятся также мостовые и полумостовые схемы. На рис.5.9а приведена силовая цепь мостового инвертора, а на рис. 5.9б – диаграмма работы при активной нагрузке. Ключи работают попарно и поочерёдно (VT₁, VT₄ и VT₂, VT₃). Потери здесь больше, чем в обычной схеме, поскольку в цепи тока включены последовательно два ключа. Напряжение на закрытом ключе равно всего Eк, поэтому такая схема предпочтительна при высоких напряжениях питания. Форма напряжения на нагрузке и форма тока совпадают.

Рисунок 5.9 – Мостовой инвертор/ На практике нагрузка редко бывает активной, обычно она имеет индуктивный характер и ток в первичной обмотке не может измениться мгновенно.

В мостовых схемах инверторов имеется четыре управляемых ключа и довольно сложная схема управления. Уменьшить число ключей позволяет полумостовая схема инвертора, которая приведена на

Здесь конденсаторы С₁ и С₂ создают искусственную среднюю точку источника . При открытом VT₁ С₁ разряжается на нагрузку и подзаряжается С₂, а при открытом VT₂ – наоборот ( С₂ разряжается на нагрузку и подзаряжается С₁). Напряжение, прикладываемое к первичной обмотке трансформатора равно напряжению на одном конденсаторе.

Корректор коэффициента мощности.

Для повышения в настоящее время используют пассивные и активные корректоры коэффициента мощности (ККМ).

Рисунок 6.1 – Упрощенная схема активного ККМ

На этом рисунке R₁, R₂ – датчик входного напряжения (ДН), R₃ – датчик тока (ДТ). Индуктивность L, ключ VT1, диод VD1 и конденсатор С₁ образуют импульсный повышающий стабилизатор напряжения. Работа ККМ поясняется эпюрами рис.6.1б. Замыкание транзистора VТ1 происходит в момент времени, когда напряжение на выходе датчика тока ДТ становится равным нулю (т. е. при нулевом токе в индуктивности L). Размыкание транзистора VТ1 происходит в момент времени, когда линейно нарастающее напряжение с датчика тока становится равным изменяющемуся по синусоидальному закону напряжению с датчика напряжения ДН. После размыкания транзистора ток в индуктивности начинает спадать, индуктивность разряжается на нагрузку через диод VD1, ДТ и сеть. При нулевом значении тока транзистор вновь замыкается. Далее процесс повторяется. Частота коммутации ключа превышает частоту сети и составляет десятки…сотни килогерц. Усредненный ток i_ср в индуктивности и потребляемый от сети, повторяет форму напряжения сети. По высокой частоте работы ключа сеть шунтируют конденсатором С₂ (обычно это доли мкФ). Можно дополнительно ввести обратную связь по выходному напряжению и обеспечить предварительную стабилизацию. Очевидно, что работа ККМ возможна, если амплитуда входного напряжения меньше напряжения на конденсаторе С₁ (с учётом отклонений). Для напряжения сети 220В (амплитуда 311В), выходное напряжение ККМ принимают равным 380…400В. Разновидности ККМ В рассмотренной выше схеме ККМ используется, так называемый, метод граничного управления. Он наиболее прост в реализации, но размыкание ключа производится при значительном токе, что связано с существенными потерями мощности.

Известны и другие методы управления ключом в ККМ 1. управление по пиковому значению тока 2. метод разрывных токов с ШИМ. 3.управление по среднему значению тока.